Credo che, oltre ad una bassa distorsione, per piacere un amplificatore debba avere alti livelli di smorzamento e dinamica, ma queste caratteristiche sono difficilmente ottenibili con uno stadio di uscita con carico anodico senza un feedback loop che comprenda un certo numero di stadi.
D'altra parte i vantaggi della controreazione: riduzione del valore totale della distorsione, riduzione dell'impedenza di lavoro di tutti gli stadi interessati, ampliamento e linearizzazione della banda passante, non sono gratuiti e si possono pagare con gli effetti del ritardo e della rotazione di fase del segnale di feedback che si manifestano con un numero pressochè illimitato di armoniche di ordine superiore e di intermodulazione che rendono il suono aggressivo e affaticante.
E' allora possibile in un ampli zero feedback ottenere uno smorzamento paragonabile a quelli che ne fanno uso?
Questa è la risposta, peraltro non nuova, che intendo dare con il seguente circuito dotato di CF in uscita.
Probabilmente il pensiero potrebbe indirizzarsi verso l'impiego di tubi a bassa resistenza interna e alta corrente come la 6C33, 6AS7, 6080, etc... ma un rapido calcolo dell'attenuazione provocata da un mu=2 (segnale in catodo al 66% di quello in griglia) mi ha messo alla ricerca di tubi dotati di un mu decente e allo stesso tempo di una tensione catodo-filamento più alta possibile.
La mia scelta è caduta così sulla EL86, a suo tempo ideata da Philips proprio per l'impiego in un power SRPP per cui la sua tensione K-h max. è uguale a 300V e un mu pari a 9-8 (dipendente da Va).
Collegato a triodo questo pentodo può avere, alla corrente nominale, una Ra di circa 350 ohm come si può leggere nel data-sheet Mullard.
Il carico di catodo rende poco critica e stabile la selezione di un parallelo poiché le variazioni di Vgk non essendo amplificate in tensione si presentano sul carico catodico della stessa entità.
Partito in fase di progetto da una potenza utile di 4W che, se ben gestiti, sono più che sufficienti per un ascolto domestico su diffusori da almeno 90db, l'ampiezza del segnale disponibile sul diffusore 8 ohm dovrebbe essere 16Vpp. mentre il rapporto di trasformazione dovrebbe essere sul basso per limitare lo swing di tensione primaria.
Con un accorgimento (collegando anodo+gs del tubo alla presa per griglia schermo) il TU con 5k di Zprim. assume un'impedenza di 875 ohm (con un rapporto di trasf.= 11 circa) per cui il segnale sul primario dovrebbe essere 16x11=176Vpp. ma, per il valore del mu non proprio altissimo, non tutto il segnale in griglia finisce sul primario ma solo u/u+1 =0,88.
Dividiamo ora la tensione richiesta per il fattore di attenuazione dello stadio d'uscita 176/0,88=200Vpp. il cui valore va ancora maggiorato della caduta dovuta allo smorzamento non infinito che verificheremo più tardi, comunque ad occhio un valore attorno 220Vpp. in griglia dovrebbe essere sufficiente.
Purtroppo non ho trovato la famiglia di curve anodiche della EL86 per verificare/ottimizzare il punto di lavoro.
Il numero delle EL86 nel parallelo non è dovuto a un'esigenza di pilotaggio/smorzamento ma per ottenere facilmente un giusto negativo in griglia senza l'aggiunta di un gruppo RC infatti il valore dello smorzamento non cambia riducendo il numero di valvole e aggingendo una resistenza disaccoppiata: è chiaro che il TU non è adeguato, ma per il momento non ho trovato di meglio: la resistenza primaria è l'elemento che limita lo smorzamento indipendentemente dal numero di valvole impiegate.
In versione PP una resistenza comune non avrebbe necessità di condensatore.
Dopo una serie di prove tra le varie possibilità di driver, quello che mi ha dato le migliori prestazioni in fatto di ampiezza, distorsione, bassa impedenza d'uscita e semplicità circuitale è stato il solito SRPP di E88CC, a patto di alimentarlo con una tensione superiore ai valori canonici ma restando abbondantemente nei limiti di dissipazione max delle 2 sezioni (0,9+0,45W).
L'uscita del primo stadio usa una corrente doppia per sopportare senza flessioni il carico del partitore da 90K per ridurre l'amplificazione totale, mentre il secondo stadio non ha problemi di pilotaggio vista l'azione di bootstrapping offerta dal carico catodico dello stadio finale.
La parziale cancellazione delle armoniche pari è un altro effetto positivo del doppio stadio driver che può essere ulteriormente migliorata con la selezione/scambio dei tubi top/bottom.
L'amplificazione totale del driver può essere cambiata a piacimento tra 27 e 729 cambiando i valori del partitore senza aumentare la distorsione, ma solo in teoria per evidente possibile instabilità ai massimi valori.
Gli unici condensatori elettrolitici impiegati sono quelli di disaccoppiamento sui catodi del driver, scelti al tantalio per la loro struttura non induttiva.
L'alto valore di tensione d'alimentazione del driver non sembra dare problemi alle 88, soprattutto considerando che all'accensione la tensione a vuoto sale lentamente fino a 530V per poi ridiscendere lentamente fino al valore di 370-380V.
I filamenti alti sia dell'88 che delle 86 sono flottanti e alimentati con secondari a bassa capacità (avvolgimenti prim/sec non sovrapposti ma affiancati.
Nella mia zona la rete 230V ha un problema di stabilità: da qualche parte fuori dalla mia abitazione dovrebbe esserci un forte carico reattivo non regolamentare che causa un ampio battimento a frequenza più o meno regolare di 1Hz, tale da notarsi sia sulle lampade ad incandescenza che sull'asse Z dell'oscilloscopio (stabilizzato) come un "vitale battito" di luminosità.
Sia per questo motivo che per saggiare un tipo di alimentazione che non avevo ancora provato ho deciso di affrontare il costo dell'ingresso induttivo senza l'uso del Pgreco che sembra non dare rumore nonostante l'attuale "groviglius filorum", eventualmente proverò ad aumentare i valori delle capacità (in polipropilene).
